Устройство для приема дискретных сигналов — SU 1374444 (original) (raw)

СОЮЗ СОВЕТСКИХСОЦИАЛИСТИЧЕСКИХРЕСПУБЛИК А 1 444 51)4 Н 04 Е 27 ПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕН СКРЕТ ся к электроышение повРь 4 ь ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ СССР ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТКРЫТИ АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВ(71) Ленинградский электротехнический институт связи им.проф,М,А,БонБруевича(54) УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПРИЕМА ДИНЫХ СИГНАЛОВ(57) Изобретение относитсвязи и обеспечивает пов мехоустойчивости эа счет компенсации амплитудных и фазовых флуктуацийсигнала. Устр-во содержит входнойсогласующий блок 1, фаэовращатель 2АЦП 3, полосовой корректор 4, блок 5тактовой синхронизации, блок 6 компенсации фазовых нестабильностей,блок 7 компенсации амплитудных нестабнльностей, решающий блок 8, блок 9подстройки амплитуды, блок 10 вычисления ошибки фазы, стационарныйфильтр 11; адаптивный фильтр 12,блок13 подстройки коэф сумматор 14,нелинейный преобразователь 15 и декодер 16. Введены блоки 7, 9, 11,14. Поясняется работа блоков 7, 9,11, 12, 13, 5 з.п. ф-лы, 9 ил, 17 1374444тудных нестабильностей, синфазные иквадратурные входы и выходы которого соединены соответственно с синфаэным и квадратурным выходами бло 5ка компенсации фазовых нестабильностей и с сичфазным и квадратурнымВходами решающего блока, синфазныеи квадратурные входы и выходы которого соединены с синфазными и квадратурными входами блока подстройкиамплитуды, причем выход блока вычисления ошибки фазы через стационарный фильтр подключен к первому входусумматора, второй вход и выход которого соединены соответственно с выходом адаптивного фильтра и с входамнелинейного преобразователя, а сигнальный выход решающего блока подключен к сигнальному входу блока вычисления ошибки фазы,2, Устройство по п.1, о т л и ч аю щ е е с я тем, что блок компенсации амплитудных нестабильностей содержит первый и второй умножители, 2 д первые входы и выходы которых являются соответственно синфазным и квадратурным входами и выходами блока компенсации амплитудньх нестабильностей, сигнальным входом которого является второй вход первого и второго умнокителе . 3, Устройство по п,1, о т л и - ч а ю щ е е с я тем что блок подстройки амплитуды содержит шесть сум- З маторов, три умножителя и элемент задержки вход и выход которого сО- единены соответственна с выходом и первым входом первого сумматора, к второму входу которого подключен выход.первого умнажителя, вход котораго соединен с выходом второго сумматора, входы которого соединены соответственно с выходом второго умна 45 жителя, к входам которого подключены выходы третьего и четвертого сумматоров, и с выходом третьего умножителя, к входам которого подключены выходы пятого и шестого сумматоров, первые и вторые входы которых соответственно объединены и являются синфазными входами блока подстройки амплитуды, квадратурными входами которого являются соответственно объединенные гервые и вторые входы третье- Ы го и четвертого сумматоров. а выход элемента задержки является выходом блока подстройки амплитуды. 4, УстройстВО па и1 О т л и ч а ю щ е е с я тем, что стационарный фильтр содержит четыре сумматора, два умножителя и три элемента задержки, при этом выход первого сумматора через первый элемент задержки подключен к первому входу второго сумматора, выход которого соединен с первым входом третьего сумматора, к первому входу первого сумматора, второй вход которага соединен с выходом третьего сумматора, и к входу второго элемента задержки, выход которого соединен с вторым входом второго сумматора, а к второму входу третьего сумматора подключен выход четвертого сумматора, входы которого соединены соответственно с выходом первого умножителя, к входу которого подключен выход третьего элемента задержки, и с выходом второго умножителя, вход которого соединен с входом третьего элемента задержки и является входом стационарного фильтра, выходом которого является выход первого сумматора.5. Устройство по п,1 о т л и ч аю щ е е с я тем, что адаптивный фильтр содержит два умножителя, три элемента задержки и четыре сумматора, при этом вход и выход первого элемента задержки соединены соответственно с первым входом первого-умножителя, который является первым входом адаптивного фильтра, и с первым входом второго умножигеля, выход которого и выход первого умножителя подключены к входам первого сумматора, выход которого соединен с первым входом второго сумматора, Второй входи выход которого соединены соответственно с выходом третьего сумматора и с первым входом четвертого сумматора, выход которого через второй элемент задержки подключен к первому входу третьего сумматора, второй вход которсго соединен с выходом третьего элемента зацержки, к второму входу четвертого сумматора и к входу третьего элемента задержки, а вторые входы первого и второго умножителей являются соответственно вторым н третьим входами ацаптивнога фильтра первым и вторым выходами которого являются соотзетственна выходы первого и второго элементов задержки.6, Устройства па п.1,. о т л и ч гю щ е е с я тем, что блок подстройкикоэффициентов содержит семь сумматоров, четыре умножителя, четыре элемента задержки, при этом первый вход и выход первого сумматора соединены соответственно с входом первого ум 5 ножителя, который является первым входом блока подстройки коэффициентов, и с первым входом второго сумматора второй вход и выход которого соединены соответственно с выходом третьего сумматора, к входам которого подключены выходы четвертого и пятого сумматоров, и с первым входом шестого сумматора, второй вход и выход которого соединены соответственно с выходом и вторым входом первого элемента задержки, выход которого подключен к первому входу второго умножителей, выход которого соединен с первым входом четвертого сумматора, и к входу второго элемента задержки, выход которого соединен с первыми входами третьего умйо- жителя и пятого сумматора, к второму входу которого подключен выходтретьего умножителя, второй вход ко-.торого соединен с выходом третьегоэлемента задержки, вход которого соединен с вторым входом второго умножителя, с выходом четвертого элемента задержки, который является первымвыходом блока подстройки коэффициентов, и с первым входом седьмогосумматора, выход и второй вход которого соединены соответственно с входом четвертого элемента задержкии с выходом четвертого умножителя,входы которого соединены с выходомпервого умножителя, вход которогоявляется первым входом блока подстройки коэффициентов, вторыми входбми выходом которого являются соответственно второй вход первого сумматора и выход третьего элемента задержки, а выход первого элементазадержки подключен к второмувходу четвертого суммато -ра.1374444 ставительхред я,диды евич орректор Л.Пилипенко,р И.Сегляник Ре 66 аказ 620 113035 роектная,4 роизводственно-полиграФическое предприятие, г,Ужгород Тираж НИИПИ Государс по делам изоенного етений Раушск Подписн омитета СССР открытий набе) де 451374444 где х и хс к у(с) - мгновенная фаза принятого колебания;п(г;) - отфильтрованный шум канала связи, на угол 7/2,Таким образом формируется сигнал вида- девятиразряднь 1 е выборки сигнала синфазного и квадратурного подканалов на ш-ом шаге стробирования.к, сГ. тх(с) =х И) ехр р2ОУказанное преобразование позволяет упростить практическую реализацию адаптивной полосовой коррекции, выполняемую полосовым корректором 4. Синфазный и квадратурный подканалы отфильтрованного сигнала стробируются с удвоенной тактовой частотой (Г = 2 Г, где Е - частота стробировайия; й - частота следования символов). В аналого-цифровом преоб раэователе 3 после квантования формируются две цифровые десятиразрядные последовательности выборок входных сигналов, следующих с удвоенной тактовой частотой, Эти цифровые сигналы соответственно для синфаэного (обозначаются индексом (С) и для квадратурного - индексом (К) подканалов фильтруются в полосовом корректоре, Процедура коррекции решена непосред ственно в рабочей полосе частот канала связи, что позволяет существенно улучшить динамические характеристики системы демодуляции принятого сигнала. Это достоинство объясняется исключением большой абсолютной задержки, вносимой полосовым корректо-. ром 4, работающим в основной низкочастотной полосе частот. Кроме того, достигается определенное сокращение 40 числа требуемых преобразований сигнала, и как следствие уменьшение соб,ственных аппаратурных шумов. После коррекции обеих составляющих сигна ла (подканалов) девятиразрядные по следовательности откорректированного сигнала подаются на блок 6 компенсации фазовых нестабильностей с такто" вой частотой (Й = Й. ).50Математическй описанные операции перехода к цифровому сигналу и поло- совой коррекции с прореживанием удобно представить в видехИ=ш "/) =хх ( = ш Г/) = х, ш=0,1, Э В х ;, п = 2 ш,гл 1 где В, - комплексные коэффициенты полосового корректора 4.мационногосимвола на и-ом тактовом интервале по критериюминимумаВ 1,Блок 5 тактовой синхронизации обе спечивается Формирование.; импульсов управления подаваемых на аналогоцифровой преобразователь 3. Блок 5 тактовой синхронизации работает по принципу управляемого делителя ча 21+1 - количество коэффициентовполосового корректора 4(на практике обычно ихчисло. равно 15);Е - комплексная запись выходного прореженного сигнала,Для нормального функционированияполосового корректора 4 на каждомтактовом интервале формируются сигналы управления его коэффициентами,а также подстроенные по фазе и частолте цифровые колебания зп с илсоз д, где р- оценка мгновеннойфазы несущего колебания, генерируемая нелчнейным преобразователем 15на основе поступающей на его входвеличины,Подстройка коэффициентов полосового корректора 4 осуществляется в соответствии с выражением20 где 6 щ + 62 Ььщ ) 25 причем, если лсто "ю+ О, добавляется импульс,0 импульс не добавляется.О, вычитается импульс. г лл ф д, то 5 137 стоты. Решение о добавлении или вычитании необходимого количества импульсов выносится на основании сигнала тактовой ошибки, вычисляемой по формуле с= Ке В 1 ехр 36- В, ехр ЗО Фгде В, и В, - комплексные коэфФициенты отводов полосового корректора4, близлежащие к такназываемому "центральному" В,;8 =Г 1 Т - набег фазы несущейза время, равное интервалу дискретизацииДалее сигнал тактовой ошибки ас, обрабатывается в соответствии с ал- горитмом В блоке 6 компенсации Фазовых нестабильностей Осуществляется перенос сигнала в основную (низкочастотную) полосу частот и устранение имеющих место в каналах связи расхождений по фазе частоте и Фазовых дро"- жаний между несущим и местным (опорным) колебаниями, т.е. Осуществляет" ся следующее преобразование сигнала; Входные компоненты откорректированного сигнала (фиг.2) умножаются на цифровые сигналы сови зхпф в первом, втором, третьем и четвертом умножителях 17"20. Причем, синсфазная компонента ь умножается наА ьсоз ф в первом умножителе 17 апкквадратурная Кво втором умнояителе 18, Соответственно квадратуркная компонента Е умножается на зхпй в четвертом умножителе 20, аОссинфазная 7, в третьем умножителе 4444 619. Выходы первого и четвертого умножителей 17 и 20 вычитаются в первом сумматоре 21, а второго и третьего умножителей 18 и 19 во второмсумматоре 22 с учетом знаков, отмеченных на фиг.2. Выходы первого ивторого сумматоров 21 и 22 являются выходами полученного цифровогосигнала и обозначаются для и-го такстового интервала соответственно ЧикЧ. Выходные демодулированные (низкочастотные) компоненты сигнала, следующие с тактовой частотой, подаются.на блок 7 компенсации амплитудныхнестабильностей, где осуществляетсяустранение быстрых амплитудных флуктуаций, и реализуется преобразование К - коэффициент усиления наи-ом тактовом интервале, вырабатываемый блоком 9 подстройки амплитуды л 2где Я=И -а - амплитуднаяошибка;коэФФициентыусиления насоответствующих тактовыхинтервалах(и+1, п);И - весовой коэффициент,Проведение указанного преобразования в упомянутом ранее входном согласующем блоке 1 невозможно из-затого, что аналоговая система автома-тической регулировки уровня при попытках увеличить ее быстродействие(в эквиваленте - расшири;ь полосуФильтра в цепи ее подстройки) начинает следить за информационными изменениями амплитуды принимаемого сигнала. Только исключение информационного изменения амплитуды (иначе снятие модуляция ), на практике достч. игаемое в решающем блоке 8 позволяеторганизовать быстродействующую и точную цифровую систему автоматической 55регулировки уровня, Использование жесигнала подстройки амплитуды от решающего блока 8 непосредственно вупомянутом входном согласующем блоке1 дает чрезвычайно инерционную систе25 ЗО 35 40 45 50 му, которая принципиально не способна отслеживать быстрые амплитудныефлукту,ации сигнала. Это легко заметить, так как в этом случае оказывается, что паласовой корректор 4включен в цепь управления регулятором и его большая абсалютчая задержка препятствует быстрому управлению.Конкретизация преобразовании надсигналами, осуществляемая в блоке 7,компенсации амплитуды нестабильностей,приведена на Фиг.3, где вхацныецифровые сигналы обоих падканалов 7"ки 7 умножаются .первым и вторым умйножителями 23 и 24 на подстраиваемыйкоэффициент усиления, формируемыйблоком 9 подстройки амплитуды,Подстраиваемый по уровню цифровойсигнал подается на решающий блок 8,который на основании входных синфазной и квадратурной компонент выносит максимально правдоподобное решение о том, какой из возможных переданных символов присутствует на данном (текущем) тактовом интервале(фиг,4).Синфазная Ии квадратурная Ъ 1составляющие с выходов блока 7 компенсации амплитудных нестабильностейподаются на сумматор 25, где определяется разнастный сигнал и после сгосравнения с нулевым порогом ва второмблоке сравнения 27, а также послесравнения сигналов подканалов с нулевыми порогами в первом и третьем блоках сравнения 26 и 28 формируется адрес иа выбор четырех возможных эта-.лонных сигналов из выделенного подоктанта фазавой плотности. Выделениеподоктанта происходит таким образамна основании значений входных цифрос квых сигналов И , И и их разностисофЦ - Ч . В зоне выбранного подоктань ота содержатся четыре эталона, причемкаждый из них хранится в блоке 29хранения эталонов подоктаитов в видедвух чисел, соответствующих его проекциям на декартовые оси координат.Выбранные укаэанным способом числавместе с входными цифровыми сигналамикИ и Ч подаются на блок 30 вычисления квадрата модуля разности расстояний между принятым и эталоннымисигналами, В этом блоке 30 одновременно формируется восемь разностей 5между соответствующими выходнымисигналами М", М и аналогичными проекциями эталонов на сумматорах, Последуюшим возведением, полученых ат этих сумматоров сигналов в квадрат и пакампонентным суммированием Формируется четыре сигнала, пропорциональные указанным квадратам мсдулей разностей сигналов. Зти сигаль сравниваются в блоке 31 сравнения и выбора наименьшей величины. Результаты срг нения в блоке 31 язлв=тся Фармиравг -ние трех недостающих сигналов, которье вместе с тремя спгнгламн ат всех блоков сравнения 26-28 паэваляют однозначно выбрать из блока 32 хранения эталонов сигналов один из возможных принятых символов. Таким образам, вынесенное решение о принятом символк /С ле в виде двух компонент аи гвместе с хранимой величиной, обратной квадрату модуля этого символа появляется на соответствующих выходах решающего блока 8.В блоке 9 подстройки амплитудыс л к по выходным сигналам аи аи входным сигналам решающего блока 8 -, Формируется сигнал на изменение уровня в блоке 7 компенсации амплитудных нестабильностей. Конкретные преобразования сигналов в блоке 9 подстройки амплитуль, детализированы на Фиг,5 и включают шесть операций цифрового суммираваия в сумматорах 33-38, три умножения умнажителями 39-41 и одну операцию эацержки нг длительность тактового интервала элементом задержки 42, В шестом и пятам сумматорах 38 и 37 осуществляется суммирование квадратурай камГ,к поненты входного сигнала ь и синфазнай компоненты принятого символас соответствующими знаками. В четвертом, третьем сумматорах 36 и 35 аналогичные операции суммирования и вычитания проводятся для синфазнойф составляющей входного сигнала М и квадратурной компоненты принятого/ксимвола а. Выходные сигналы шестого и пятого сумматоров 38 и 37 умно" жаются во втором умнажителе 40, а выходные сигналы четвертого и третьего сумматоров 36 и 35 умножаются в третьем умножителе 41 и после выполнения умножений выходные сигналы второго итретьего умножителей 40 и 41/суммируются во втором сумматоре 34. Выходной сигнал второго сумматора 34 умножается на цифровой весовой множи-, тель ц = 0,2, выбираемый иэ условия требуемого быстродействия системы ре 1374444 10гулирования амплитуды из диапазона возможных значений (Орл с 1), Выходной сигнал первого умножителя 39 суммируется с сигналом подстройки, получаемым на предыдущем тактовом интервале, в первом сумматоре 33, а выходной сигнал первого сумматора 33 подается на элемент задержки 42, осуществляющий задержку его до следующего тактового интервала. Выходной сигнал элемента задержки 42 одновременно является и выходом блока 9 подстройки амплитуды.Кратко описанные преобразования сигналов можно охарактеризовать как определение амплитудного рассогласования (ошибки) -Я, т.е. определениеразности квадратов модулей входногосигнала решающей схемы - Ч и оценкипереданного на данном и-ом тактовомлинтервале символа а с последующим выполнением преобразований в соответствии с выражением (1). Начальные 15 условия в (1) нулевые и обеспечиваются при включении питания на устройЛство. Здесь символами Ы, и аобозначены для краткости изложенияодновременно обе компоненты этих сигналов. ЗООдновременно с точной подстройкойамплитуды по входным Ы и выходным ласигналам решающего блока 8 в блоке 10 вычисления ошибки Фазы осущестК лс вляется умножение Ына ав первом умножителе 43 (фиг.б),а умножес ЛКние Ы на а во втором умножителе 45. Выходы первого и второго умножителей 43 и 45 суммируются в суммато". ре 44, а выходной сигнал умножается 40 в третьем умножителе 46 на нормирую 1 Лщий множитель 1 а , формируемый решающим блоком 8 по результату решения.Иначе, более кратко, преобразования сигналов в блоке 10 можно определить как вычисление мнимой частио комплексного произведения М = У +к л лс+ 3 Ми а= а+ 3 ап полагая, что синфазная и квадратурная компоненты И и а определяют соответственно реальную и мнимую части этих комплексных чисел, а также операции нормировки на величину 1/ а . ПоЛ следнее преобразование принципиально для систем, использующих амплитудную модуляцию, так как полученная описанным способом оценка фазового рассогласования зависит от 1 а 1 Умножение на обратную величину устраняет этот вредный эффект. Таким образом, выходной сигнал блока 10 по сути дела является сигналом ошибки между принятым сигналом и местным колебанием.В блоке 10 вычисления ошибки Фазы реализуется преобразование видагде П - нормирующие множители,еФормируемые решающим блоком 8;= 4 (в зависимости от того,какой принят информационный символ);- оператор мнимой части комплексного произведения стоящего в фигурных скобках,Полученный описанным способом сиг-, нал фазовой ошибки направляется да лее в комбинированную схему, содержащую стационарный фильтр 11, адаптивный фильтр 12, блок 13 подстройки коэффициентов и сумматор 14.Такой подход к решению задачи компенсации фазовых нестабильностей позволяет учесть, что в реальных каналах электросвязи и, в частности, каналах тональной частоты осутствует априорная информация о статистических характеристиках частотно-Фазовых Флуктуаций, амплитуде и частоте Фазовых дрожаний, Кроме того, учитывает имеющие место на практике ограничения на точность обработки сигнала (конкретно здесь - наличие девятиразрядного представления чисел).Отсутствие укаэанных априорныхданных не позволяет провести разумный выбор коэффициентов ( р и р )в стационарном Фильтре 11, что приводит к двум возможным ухудшениям работы системы: если коэффициентыи р выбраны большими, т.е. с запасом,то это в эквиваленте означает,что полоса пропускания схемы большая,а значит сопутствующие шумы будутувеличивать фазовую нестабильностьместного колебания, формируемогонелинейным преобразователем 15,иесли коэффициенты , и ш малы,то вследствие узкополосности схемы,система обладает малой полосой захвата и сийхронизма, что также неприемлемо для практики,Таким образом, создается впечатление, что замена стационарного Фильтра 11 эквивалентной адаптивной схемой позволяет в полном объеме решить поставленную задачу, Однако, как показывает практика, такая система излишне чувствительна к возможным кратковременным искажениям (помехам). В результате имеет место раскачивание местного (опорного) колебания, что фактически означает усиление собственного (аппаратурного) фазового дрожания. Итак, лишь при больших величинах эшибок адаптивная система ведет себя приемлемо с точки зрения компенсации ошибки фазового рассогласования.Предложенное объединение в комбинированную схему позволяет осущест вить уверенную компенсацию больших величин фазовых ошибок за счет адаптивного изменения коэффициента усиления (полосы пропускания) в адаптивном фильтре 12. При достижении 25 основного рабочего режима (синхронизма), т.е. при малых величинах фазовой ошибки, осуществляется автоматическое отключение адаптивного фильтра 12 и блока 13 за счет того, что величины ошибки на ее входе малы и не попадают в разрядную сетку, так как имеет место произведение двух чисел существенно меньших единицы,Кроме того, хорошо компенсировать фазовые нестабильности за счет выбора35 малых коэффициентов , и О в стационарном фильтре 11.Коротко сказанное можно охарактеризовать как попеременную работу схем. При больших величинах ошибок работают адаптивный фильтр 12 и блок 13, а при малых - стационарный фильтр 11. Объединение сигналов на сумматоре 14 обеспечивает независимость реализации указанных режимов работы блоков.Сигнал фазовой ошибки (фиг,7) на и-ом тактовом интервале ( умножается во втором умножителе 48 на весовой коэффициент р = 0,05, а так 50 же задерживается на длительность тактового интервала третьим элементом задержки 55, Выходной сигнал третьего элемента задержки 55 (для предшествующего тактового интервала) умножается на другой весовой коэффициент= 0,03 в первом умножителе 47, Возможные пределы изменений9+гЧоф 9, Чр 4 р( (2) где Ч +Ч значения мгновеннойфазы опорного колебания на соответствующих тактовых интервалах;- весовые коэффициенты; - фазовые ошибки междунесущим и предсказанным (местным) опор-.ным колебаниями на соответствующих тактовых интервалах,Начальные условия в (2) нулевые,за исключением ф = 1/3 для несущей частоты 2 = 1800 Гц.Сигнал фаэовой ошибки ( одновременно (фиг.8) подается на первый умножитель 56 и первый элемент задержэтих коэффициентов определяются устойчивостью стационарного фильтра 11 и равны 0 с р2, О с Р с 1 Кроме того, должно выполняться условие 1 ф. Выходные сигналы первого и второго умножителей 47 и 48 вычитаются в четвертом сумматоре 52, образуя сигнал вида ( Ъ) - 01), а полученный во втором сумматоре 50 разностный сигнал (с - Ц , ), где 1 и , - отфильтрованные значения сигнала ошибки для п-го и (и)-го тактовых интервалов, суммируются с выходным сигналом упомянутого четвертого сумматора 59 в третьем сумматоре 51. Результат сложения в третьем сумматоре 51, в свою очередь, суммируется в первом сумматоре 49 с выходным сигналом первого элемента задержки 53, обозначенного как ф . Выход перво-го сумматора 49 подается на вход первого элемента задержки 53 и одновременно является выходом всего стационарного фильтра 11. Выходной сигнал второго элемента задержки 54 подается на один из входов второго сумматора 50, а также на первый сумматор 49 и вход второго элемента задержки 54, выходной сигнал которого подается на другой вход второго сумматора 50.Более кратко описанные преобразования сигнала фазовой ошибки в стационарном фильтре 11 уместно определить выражениемки 57, осле умножения н первом умнажитепе 56 на переменный коэффициент лК, формируемый с выхода четвертого элемента задержки 79, блока 13 подстройки коэффициентов (фиг.9) и умно 5 женин, с выхода первого элемента задержки 57 но втором умножителе 58 на поступающего с выхода третьего элемента задержки 78, результаты умножений вычитаются в первом сумматоре 59, Выходной сигнал суммируется ва втором сумматоре 60 с раэностным сигналом, обозначенным как (-Ц ) и Формируемым третьим сумматором 61. Выходной сигнал второго сумматора 60, н свою очередь, суммируется в четвертом сумматоре 62 с сигналом (поступающим с выхода второго элемента задержки 63, Выход четвертого сум матора 62 подключен к входу упомянутого второго элемента задержки 63, Выходной сигнал адаптивного фильтра 12 определяется выходом второго элемента задержки 63 и обозначен символом "Вых. 1".Адаптивная подстройка коэффициентов усиления осуществляется в блоке 13 по сигналам фазовой ошибки (о и., на соответствующих так тоных интервалах подаваемых соответствую щих тактовых интервалах, подаваемых са входа и ньхада первого элемента задержки 57 адаптивнага фильтра 12.Сигнал Фазовай ошибки ( подаь 35 ется на входы третьего сумматора 61 и перна-а умножителя 72. В третьем сумматоре 61 определяется разность ( ( в . Ч , ) фазовых ошибок на настоящем (и-ом) тактовом интервале и предшес твующем (и)-ам. В первом умнажителе 72 упомянутый сигнал фазовай ошибки умножается на весовой коэффициент р= 164, после чего результирующий сигнал в четвертом умнажителе 75 умножается на вспомогательный сигнап Ч, подаваемый также на первые входй второго умно- жителя 73, четвертого сумматора 68 второго элемента задержки 77, шестого сумматора 70 и Формируемого с вы 50 хода первого элемента задержки 76,Выход шестого сумматора 70 соединен со входом первого элемента задержки 76, а на его второй вход подается суммарный сигнал, Формируемый вторым сумматорам 66 и представляющий собой сумму ;помянутого сигнала( - ( , ) и выходного сигналаЪ третьего сумматора 67, Выходной сигнал четвертого умнажителя 75 суммируется в седьмом сумматоре 71 с выходным сигналом четвертого элемента задержки 79, подаваемого однавременно на входы третьего элемента задержки,78 и второго умнажителя 73, Полученный сигнал в седьмом сумматоре 71 подается на вход четвертого элемента задержки 79. Выходной сигнал третьего элемента задержки 78,представляющий собой переменный коэфФициент усиления на (и) шаге К , подается на второй умнажитель 58 адаптивного фильтра 12 и третий умножитель 74. Выходной сигнал второго умножителя 73 в четвертом сумматоре 68 вычитается из,упамянутого сигнала Ч , формируемого первым элементом задержки 76. Выходной сигнал в третьем сумматоре 67 суммируется с выходным сигналом пятого сумматора 69 и формирует сигнал, подаваемый на второй сумматор 66. Выходной сигнал второго элемента задержки 77, представляющий собой вспомогательный сигнал Ч, (на п-ом тактовом интервале) подается на третий умножитель 74, где он умножается на переменный коэффициент Кпоступающий от третьего элемента задержки 78.Выходной сигнал третьего умножителя 74 суммируется с Ч , н пятом сумматоре 69 и подается на второй вход упомянутого ранее третьего сумматора 67.В результате списанных преобразований сигналов фармиуется последовательное изменение во времени переменных коэффициентов усиления на соответствующих шагах подстройки ККь 1Кратко описанные преобразования сигналов удобно представить в виде выражений+ К,Ч, + М 9 Полученные описанным методом переменные коэффициенты усиления умножаются в первом и втором умнажнтелях 56 и 58 адаптивного фильтра 12 соответственно на значения фазовой ошибки ( и 1, , образуя1374444 16 сигналы вида (,К и ч,К-Эти сигналы вычитаются в первом сумматоре 59, выходной сигнал которого суммируется во втором сумматоре5 60 с выходным сигналом третьего сумматора 61. Выходной сигнал второго сумматора подается на четвертый сумматор 62, формирующий сигнал мгновенной фазы опорного колебания для будущего тактового интервала ц+, Этот сигнал через второй элемент задержки 63 подается на упомянутый четвертый сумматор 62 и третий сумматор 61 и одновременно является вы ходом адаптивного фильтра 12 (этот сигнал обозначен с), Кроме того, этот выходной сигнал второго элемента задержки 63 ( подается через третий элемент задержки 64 на другой вход третьего сумматора 61.Кратко описанные преобразованиясигналов в адаптивном фильтре 12 удобно представить в виде выражения 1. Устройство для приема дискретных сигналов, содержащее входной согласующий блок, выход которого подключен к синфазному входу аналогоцифрового преобразователя и к входуфазовращателя, выход которого соединен с квадратурным входом аналогоцифрового преобразователя, синфазныйи квадратурный выходы которого подключены соответственно к синфазномуи квадратурному входам полосовогокорректора, сигнальные выходы которого соединены с одним входом входногосогласующего блока, другой вход которого является входом устройства, ис входом блока тактовой синхронизации,выход которого подключен к тактовомувходу аналого-цифрового преобразователя, при этом синфазный и квадратурный выходы полосового корректора соединены с первым и вторым входамиблока компенсации фазовых нестабильностей, третий и четвертый входы которого соединены с выходами нелинейного преобразователя и с одними сигнальными входами полосового корректора, другие сигнальные входы которого 35 соединены с синфазным и квадратурнымвходами и выходами решающего блока ис синфазными и квадратурными входами блока вычисления ошибки фазы, выход которого подключен к первым входам адаптивного фильтра и блока подстройки коэффициентов, первый и второй выходы которого соединены соответственно с вторым и третьим входамиадаптивного фильтра, первый выход45которого подключен к второму входублока подстройки коэффициентов, асинфазный и квадратурный выходы решающего блока соединены соответственнос синфазным и квадратурным входами 9 п+ - Ян лсоя ( л л -яп я 50 55 Полученные таким образом значения мгновенной фазы опорного колебания суммируются в сумматоре 14 (фиг.1) и подаются в нелинейный преобразователь 15, где на основе выходного сигнала сумматора 14 осуществляется нелинейное преобраэование кода числа вида Реализуется это преобразование в нелинейном преобразователе 15 на основе постоянного запоминающего устройства ПЗУ), содержащего 360 знал лчений яп ц и соя. Другой возможный метод такого преобразования основывается на круговой симметрии зна 1чений яп р и соя Чподоктактам фазовой плоскости и использовании известных формул разложения в степенные ряды на интервале д-- с4 последующим применением простейшихлогических операций над знаковымиразрядами чисел. Требуемые преобразования в этом месте сводятся к рядуумножений и суммирований и требуютхранения в ПЗУ лишь сорока пяти восьмиразрядных чисел. Формула изобретения декодера, выход которого является выходом устройства, о т л и ч а ю -щ е е с я тем, что, с целью повышения помехоустойчивости за счет компенсации амплитудных и фазовых флуктуаций сигнала, введены сумматор,стационарный фильтр и последовательно соединенные блок подстройки амплитуды и блок компенсации ампли

Смотреть

Устройство для приема дискретных сигналов